老化模式与占空比如何影响SiC MOSFET阈值电压漂移？（带图原文可以在公众号看）

搞SiC器件可靠性的人都知道，阈值电压漂移是个绑着到处跑的指标。器件用久了Vth往哪漂、漂多少，直接决定了它能不能在工业场景里撑过10年。

最近读到法国Supergrid Institute团队发在《Microelectronics Reliability》上的一篇文章，做得挺扎实。他们拿Wolfspeed的1.7kV/45mΩ器件（C2M0045170D）做了一套完整的老化测试，静态动态都有，还把占空比的影响单独拉出来做了对比。数据量不小，值得细看。

先说测试怎么做的

他们搭了一个能同时跑18颗MOSFET的老化平台，热板温控在2°C以内。测试用的是Keysight B1506A和B1500，前者测常规IV特性，后者做C-V和电荷泵。

Vth的定义是IDS=18mA、VDS=VGS时的栅极电压；IGSS在VGS=20V时测，超过600nA算失效；RDSON在VGS=20V、IDS=50A下测。都是标准定义，没什么特别的。

但有个细节挺重要。

他们一开始测Vth的时候，数据老是跳。比如跑到86小时的时候，测出来的值跟前后的点对不上。后来发现是弛豫效应在捣乱——器件加完应力之后，Vth会慢慢往回跑。

做了个验证实验：对全新器件加20分钟的+20V偏压，然后撤掉，盯着Vth看。结果是60分钟都没稳定下来，一直在慢慢回复。

这个弛豫的幅度有多大？跟老化本身造成的漂移差不多。换句话说，如果不处理这个问题，测出来的数据里，永久性退化和临时性弛豫混在一起，根本分不清哪个是哪个。

他们的解决办法是：测Vth之前，先打一个预偏置脉冲，持续1秒，把浅陷阱里的电荷先释放掉，然后再测。这样测出来的才是真正的永久性漂移。

这个测量协议看着简单，但很关键。后面所有的数据都是用这个方法测的。

 海瑞DHTGB的单脉冲测量逻辑

说到这个弛豫效应，我们自己也踩过坑。

之前有客户拿我们设备做Vth监测，测出来的数据趋势很奇怪——Vth先往下掉，然后才开始往上漂。客户一看就急了：你们设备是不是有问题？按道理脉冲应力下Vth应该一直往正向漂才对，怎么会先降后升？

我们排查了半天，最后发现问题出在测量流程上。我们设备有两个模式，默认是不加预处理需要客户自己选择单脉冲，间隔10ms直接就测了。结果呢，刚撤掉应力的时候，浅能级陷阱里的电荷还没稳定，Vth处于一个"虚高"的状态。等到下一个测量点，这部分临时电荷释放了一些，反而显得Vth"降"了。再往后，永久性退化的积累量超过了弛豫的干扰，曲线才开始正常上升。

单脉冲测量10^11cycle Vth漂移

后来我们把单脉冲预处理作为默认模式，把浅陷阱里的电荷先清掉，只测永久性退化的部分。加完之后，Vth曲线就正常了——从头到尾单调上升，跟文献里报道的规律完全一致。

 海瑞DHTGB的非单脉冲测量逻辑

两种老化测试模式

HTGB+（高温栅极偏置）：静态测试，持续施加VGS=+20V，温度150°C，持续1000小时。这是JEDEC规范里工业界最常用的方法。

DHTGB（动态高温栅偏）：动态测试，栅压在-10V和+25V之间切，频率20kHz，150°C跑1000小时。选20kHz是因为这是工业功率变换器的典型工作频率，更接近实际场景。

静态测试（HTGB+）：漂了多少？

先看静态老化。9颗器件（D29到D37），条件是VGS=+20V，150°C，跑1000小时。

结果：Vth正向漂移5%到8%，最大的是D36，漂了大约270mV。

有个数据值得注意：这9颗器件的初始Vth分散度达到了1.05V。同一批货，差这么多，工艺一致性是个问题。

跟文献对比一下。之前有人做过1.2kV的SiC MOSFET，类似条件下Vth能漂2.5V。现在1.7kV的只漂270mV，说明栅氧工艺确实在进步。

机理上没什么悬念：正偏压把电子从沟道往栅氧化层里打，被陷阱抓住，形成负电荷，Vth就往正方向跑。

动态测试（DHTGB）：占空比有多大影响？

静态测试是基础，但实际应用里器件是在开关的。所以他们又做了动态老化，栅压在-10V和+25V之间切，频率20kHz，还是150°C跑1000小时。

这里有意思的是，他们把占空比单独拉出来做了对比：20%、50%、80%三组，各3颗器件。

从20%到80%，漂移增加了大约1个百分点。这符合直觉——占空比越高，正偏压作用时间越长，电子注入得越多，漂移就越大。

不过有个地方可以再想想：文献里用10kHz做的测试，占空比的影响比这更明显。他们用20kHz，影响反而小一些。可能是因为高频下单次应力持续时间短，电荷注入效率不一样。这个点没有深究，但值得留意。

外推到10年会怎样？

工业应用要求10年寿命，大概87600小时。把数据往外推：

HTGB+最坏情况（D36）：大约450mV，占初始值的12.7%

DHTGB最坏情况（D18）：大约240mV，14.2%；有的样品能到20%

20%的Vth漂移，对控制电路来说是个不小的挑战。虽然α=50%那组在1000小时时看着像是要饱和了，但没有更长时间的数据，不好下定论。

做动态老化测试，设备得能打

说完机理和数据，再聊聊测试设备的事。DHTGB测试对设备要求其实挺高的，有几个点容易被忽略：

第一是dV/dt。麻烦的是低导通电阻的器件（比如8mΩ级别），Ciss和Coss都很大，驱动起来更吃力。想要达到老标准用的1V/ns乃至更高，非常难。

第二是过冲。dV/dt拉高了，过冲就容易出来。过冲的问题在于：它会让实际应力超出设定值，可能触发额外的电荷注入机制（比如F-N隧穿）；而且过冲幅度不可控，测试条件就不可重复了；严重的话直接把器件打坏，1000小时的测试白跑。

第三是宽范围适应性。不同的研究目的对dV/dt要求不一样。不同的器件同样的驱动强度dvdt也差异很大。机理研究可能要慢慢扫，加速老化要尽量快，应用模拟要匹配实际变换器的速度。传统设备的阻尼是固定的，想调dV/dt就得换硬件，很麻烦，速度也不达标，很多设备甚至会在规格上标明只保证多少电容以下的器件达标。

海瑞的方案

我们做DHTGB设备的时候，这几个问题都考虑进去了。

核心是程控阻尼。不用换硬件，软件上就能把dV/dt从0.3V/ns调到2V/ns以上。上升沿和下降沿可以分开设，想做非对称应力也行。

标准配置下dV/dt能做到2V/ns以上，8mΩ的大电容器件也能驱动得动。如果需要更快，换一块超高速驱动板甚至可以到10V/ns。

过冲控制上，我们花了不少功夫做阻尼匹配。目标是在保证dV/dt的前提下，把过冲压到最低。这样测出来的数据才有意义——施加的应力就是设定的应力，不会多也不会少。

实际用下来，最直接的好处是省事。以前调测试条件要停机换硬件，现在软件设一下就行，测试准备时间砍掉一大块。

写在最后

回到那篇论文。他们的工作其实揭示了几个关键点：

1.7kV器件的Vth稳定性比早期1.2kV产品好不少，但10年外推下来还是可能漂到20%，不能掉以轻心。占空比对漂移有影响，80%比20%多漂1个百分点左右。测Vth一定要注意弛豫效应，不预处理的话数据会乱。

对我们做测试设备的来说，这些发现反过来也定义了设备需要具备什么能力：够快的dV/dt、可控的过冲、灵活的参数调节。

海瑞这套DHTGB设备，就是照着这个思路做的。有兴趣的可以聊聊。

技术咨询与设备详情，欢迎联系海瑞技术团队。